改進(jìn)的單級功率因數(shù)校正AC/DC變換器的拓?fù)渚C述

輔助開關(guān)S_r的驅(qū)動波形如圖11所示，當(dāng)輸入電壓在零附近時，輔助開關(guān)S_r導(dǎo)通，使附加繞組N₁短路，從而改善了輸入電流的波形，減少了輸入電流的諧波含量，提高了功率因數(shù)。

當(dāng)輸入電壓大于某一值時，輔助開關(guān)管S_r關(guān)斷；其余的工作情況與圖8和圖9相似。輔助開關(guān)S_r在輸入電壓很小時才導(dǎo)通工作，其余時間不工作。因此，流過S_r的電流很小，S_r的功率損耗很小。由圖11知，輔助開關(guān)的工作頻率為交流電源頻率的兩倍。故在整個工作期間，S_r的開關(guān)損耗很小。另外，輔助開關(guān)S_r的控制電路也很簡單。由上述分析知，帶低頻輔助開關(guān)的單級PFC變換器減小了輸入電流的諧波含量；提高了功率因數(shù)和效率；降低了電容電壓。

圖11 輔助開關(guān)S_r的驅(qū)動波形

輔助開關(guān)S_r也可以放在其他位置，得到不同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如圖12所示。圖12(a)所示的電路使L1旁路，也就是說，輸入電壓在零附近時，導(dǎo)通開關(guān)S_r，使L₁短路，電路工作在DCM下，從而增加了輸入電流，這種方法不能消除輸入電流的死角。因此，與圖10的電路相比，圖12(a)的電路的輸入電流的畸變更大。S_r另外一種實現(xiàn)方式如圖12(b)所示，使L₁和N₁都旁路，也就是說，輸入電壓在零附近時，導(dǎo)通開關(guān)S_r，使L₁和N₁都短路。這種方法可以完全消除輸入電流的死角，提高功率因數(shù)。但是，與圖10的電路相比，圖12(b)電路中的儲能電容電壓更高。因為，圖12(b)電路有一小部分時間工作在DCM下。另外，該方法也可以應(yīng)用在其他的DCM/CCM單級PFC變換器中，如圖13所示的帶低頻輔助開關(guān)的DCM單級PFC變換器。

(a) 使L₁旁路

(b) 使L₁和N₁都旁路

圖12 S_r不同位置的實現(xiàn)方式

圖13 帶低頻輔助開關(guān)的DCM單級PFC變換器

3.4 帶有源箝位和軟開關(guān)的單級PFC變換器

單級隔離式PFC變換器與普通的DC/DC變換器相比有電壓、電流應(yīng)力高，損耗大的缺點(diǎn)。因此，采用有源箝位和軟開關(guān)等先進(jìn)技術(shù)來減小單級隔離式PFC變換器的開關(guān)損耗和電壓應(yīng)力。

帶有源箝位和軟開關(guān)的單級隔離式PFC變換器[10]如圖14所示。S為主開關(guān)，S_a為輔助開關(guān)。C_c為箝位電容，C_B為儲能電容，C_r為開關(guān)S和S_a的寄生電容以及電路中其他的寄生電容之和。Boost單元工作在DCM下，保證有高的功率因數(shù)；為避免DCM有較高的電流應(yīng)力，F(xiàn)lyback設(shè)計為CCM。采用有源箝位和軟開關(guān)技術(shù)限制了開關(guān)的電壓應(yīng)力，再生了儲存在變壓器漏感中的能量，為主開關(guān)和輔助開關(guān)提供了軟開關(guān)條件，減少了開關(guān)損耗，提高了變換器的效率。主開關(guān)與輔助開關(guān)用同一個控制/驅(qū)動電路，進(jìn)一步提高了電路的實用性。

圖14 帶有源箝位和軟開關(guān)的單級隔離式PFC變換器

4 結(jié)語

單級PFC變換器由于具有電路簡單，成本低，功率密度高的優(yōu)點(diǎn)，而在中小功率場合得到了廣泛的應(yīng)用。通過分析單級PFC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，指出了它存在的一些問題，如儲能電容電壓隨輸入電壓和負(fù)載的變化而變化，在輸入高壓或輕載時，電容電壓可能達(dá)到上千伏；變換器的效率低；開關(guān)損耗大；有源開關(guān)的電壓、電流應(yīng)力高。而對用變壓器繞組實現(xiàn)負(fù)反饋，用軟開關(guān)技術(shù)，用低頻輔助開關(guān)以及并聯(lián)PFC等方法來降低電容電壓，開關(guān)損耗，減少電流諧波含量和提高效率等問題進(jìn)行了綜述，并分析了幾種改進(jìn)拓?fù)涞墓ぷ髟恚容^了它們的優(yōu)缺點(diǎn)。