多通道實(shí)時(shí)陣列信號處理系統(tǒng)的設(shè)計(jì)

摘要：以全數(shù)字化信號產(chǎn)生和數(shù)字波束形成處理為基礎(chǔ)的數(shù)字化陣列雷達(dá)已成為當(dāng)代相控陣?yán)走_(dá)技術(shù)發(fā)展的一個(gè)重要趨勢，本文針對現(xiàn)代數(shù)字化陣列雷達(dá)對多通道數(shù)據(jù)采集和實(shí)時(shí)處理的需求，設(shè)計(jì)了一種基于FPGA的多通道實(shí)時(shí)陣列信號處理系統(tǒng)?？赏瓿蓪?0通道的中頻數(shù)據(jù)采集，實(shí)時(shí)波束合成和數(shù)據(jù)傳輸功能，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明系統(tǒng)工作穩(wěn)定、性能良好，具有良好的信噪比和通道一致性。

隨著數(shù)字信號處理技術(shù)的不斷進(jìn)步和相應(yīng)處理能力的不斷提高，數(shù)字化陣列雷達(dá)以其動(dòng)態(tài)范圍大、掃描波束多、設(shè)計(jì)靈活性高的特點(diǎn)，已經(jīng)逐步取代傳統(tǒng)模擬陣列雷達(dá)成為高性能陣列雷達(dá)的主要研究方向。數(shù)字化陣列雷達(dá)需要將各個(gè)陣列天線接收的信號經(jīng)過模擬下變頻后經(jīng)過AD采樣并在數(shù)字域內(nèi)進(jìn)行信號處理，其典型的信號處理的方法包括數(shù)字波束形成(DBF)技術(shù)和波達(dá)方向估計(jì)(DOA)技術(shù)等。對于數(shù)字陣列雷達(dá)而言，對模擬下變頻后的信號完成多通道數(shù)據(jù)采集、數(shù)據(jù)處理和傳輸是系統(tǒng)的關(guān)鍵部分，對處理系統(tǒng)的同步性能、通道間幅相一致性均提出了很高要求，如進(jìn)行DBF處理中通道間的不一致性將會(huì)影響波束合成后天線的方向圖的特性，使增益下降、旁瓣電平升高。同時(shí)數(shù)字陣列雷達(dá)需要對各個(gè)通道采集下的數(shù)據(jù)實(shí)時(shí)地完成信號處理和數(shù)據(jù)傳輸功能，對處理系統(tǒng)的實(shí)時(shí)處理能力和信號吞吐能力提出了一定挑戰(zhàn)。

本文介紹了一種針對DBF處理的多通道陣列信號處理系統(tǒng)的設(shè)計(jì)方案，以Xilinx的XC7K325T FPGA為核心，完成了20通道的中頻數(shù)據(jù)采集，并在FPGA內(nèi)完成數(shù)字波束合成功能，可以同時(shí)完成8個(gè)波束指向的合成，并且將合成后的數(shù)據(jù)通過 RapidIO結(jié)果傳輸至實(shí)時(shí)處理機(jī)進(jìn)行進(jìn)一步的處理。

1 系統(tǒng)設(shè)計(jì)原理和組成

本系統(tǒng)由數(shù)據(jù)采集模塊和波束合成與傳輸模塊兩部分組成，系統(tǒng)框圖如圖1所示。

20路模擬中頻輸入通過SSMC連接器輸入，由5片四通道A/D芯片AD9653采樣后，通過LVDS接口串行輸出到到FPGA的ISERDES輸入模塊中完成串并轉(zhuǎn)換，并在FPGA內(nèi)完成數(shù)字下變頻、I/Q變換、低通濾波以及數(shù)字波束合成功能。波束合成后的數(shù)據(jù)在FPGA中封裝成RapidI/O協(xié)議的數(shù)據(jù)幀，通過QSFP接口傳輸至相應(yīng)的信號處理系統(tǒng)或存儲(chǔ)記錄系統(tǒng)中。數(shù)字波束合成及數(shù)字切副瓣處理中需要的權(quán)值由上位機(jī)通過RS-422接口輸入到 FPGA。同時(shí)軟件部分還可提供幅度和相位補(bǔ)償參數(shù)接口。FPGA外接1個(gè)256MBx16bit的DDR3 SDRAM，以緩存一定量的原始數(shù)據(jù)和波束合成處理后的數(shù)據(jù)。

1.1 數(shù)據(jù)采集模塊設(shè)計(jì)

數(shù)據(jù)采集模塊是系統(tǒng)設(shè)計(jì)的關(guān)鍵部分和主要困難所在，該模塊需要完成20通道的數(shù)據(jù)采集，并在保證信噪比的同時(shí)使AD各通道間串?dāng)_和通道間的不一致性盡可能低。這需要在AD的選型、AD前端耦合電路設(shè)計(jì)，AD電源的去耦和濾波，PCB布局布線等方面做精心的設(shè)計(jì)?？紤]到本模塊中數(shù)據(jù)采集部分中通道數(shù)量多，與使用許多個(gè)單通道ADC相比，使用單片內(nèi)多通道ADC具有提高系統(tǒng)集成度、降低系統(tǒng)實(shí)施難度、減少系統(tǒng)功耗等諸多優(yōu)勢，在經(jīng)過初期調(diào)研和選型后，決定采用 ADI公司的4通道、16bit、高速ADC—AD9653。

AD9653主要性能指標(biāo)如下：

采樣通道數(shù)：4

最大采樣率：125 Msps

模擬帶寬：650 MHz

位數(shù)：16 bit

信噪比：76.5 dBFS

無雜散動(dòng)態(tài)范圍：90 dbc

針對本模塊中要求的20路中頻數(shù)據(jù)采集，使用5片AD9653即可滿足需求，極大地簡化了系統(tǒng)設(shè)計(jì)。其優(yōu)越的信噪比和動(dòng)態(tài)范圍可滿足絕大部分中頻接收機(jī)對采樣精度的要求。

在選定AD芯片的同時(shí)，需要根據(jù)AD所要求達(dá)到的信噪比選定相應(yīng)的時(shí)鐘分發(fā)芯片，這是由于AD的信噪比不只由AD本身及其外圍電路決定，也和AD輸入時(shí)鐘的抖動(dòng)有關(guān)。圖2顯示了理想ADC輸入時(shí)鐘抖動(dòng)與信噪比的關(guān)系，通過ADC位數(shù)和輸入時(shí)鐘抖動(dòng)兩條線的交點(diǎn)處確定給定模擬輸入信號頻率時(shí)ADC最多可容忍的總時(shí)鐘抖動(dòng)量，即考慮抖動(dòng)因素的具有無限的分辨率的理想ADC的信噪比，SNRided 應(yīng)大于等于指定位數(shù)的理想ADC的量化噪聲SNRbit=6.02N+1.76，對于16位ADC，其量化噪聲為98dBFS，可以得到在輸入時(shí)鐘抖動(dòng)小于50fs的情況下，ADC的信噪比不會(huì)發(fā)生惡化。但目前受時(shí)鐘分發(fā)芯片性能的限制，目前時(shí)鐘扇出超過5路的時(shí)鐘分發(fā)芯片可達(dá)到的最小抖動(dòng)都超過 50fs，故本設(shè)計(jì)中采用用于要求低抖動(dòng)的高速應(yīng)用的時(shí)鐘分發(fā)芯片ADCLK948，時(shí)鐘抖動(dòng)為75fs，最大輸出頻率4.8 GHz，以最大程度的保證ADC的有效位數(shù)盡可能少的收到時(shí)鐘抖動(dòng)的影響。

由于AD9653采用差分輸入，而中頻接收機(jī)輸出為單端信號，故采用高頻變壓器耦合方式完成單端信號到差分信號的轉(zhuǎn)換，變壓器耦合前端能夠驅(qū)動(dòng)較高頻率而無明顯的插入損耗，多匝比率變壓器還能提供無噪聲增益，相對于使用運(yùn)放進(jìn)行耦合有明顯的優(yōu)勢。為保證模擬輸入信號的信號完整性，需要在變壓器的副邊進(jìn)行端接，對于匝數(shù)比為1：1的變壓器而言，為了獲得在原邊側(cè)50 Ω的阻抗，需考慮變壓器的插入損耗和回波損耗，根據(jù)回波損耗計(jì)算出副邊所需要的匹配的阻抗大小。在進(jìn)行PCB布線時(shí)需保證單端模擬信號到高頻變壓器的走線盡可能短，使其盡快轉(zhuǎn)換為差分信號，提高信號的抗干擾性能。

AD芯片的電源部分是系統(tǒng)噪聲基底的重要影響因素，為了減小從電源部分引入的噪聲每個(gè)電源管腳和地之間均加入多個(gè)不同容值退耦電容提高電源抑制比，在 PCB中盡量靠近供電管腳放置。為了減小不同容值的電容并聯(lián)后產(chǎn)生的反諧振影響電容的去耦性能，在不同容值的電容間串聯(lián)鐵氧體磁珠，構(gòu)成pi型濾波電路。為了盡可能旁路高頻噪聲，在靠近模擬電源管腳處放置使用了在高頻段有很高插入損耗的三端子穿心電容。在PCB疊層設(shè)計(jì)時(shí)讓電源平面層和地平面層盡量靠近，通過平面層之間的層間耦合電容使得PCB本身具備高頻去耦能力，進(jìn)一步提高電源部分的抗干擾能力。

同時(shí)AD芯片的數(shù)字電源和模擬電源分開供電，各片ADC芯片的模擬電源也采用單獨(dú)供電，從而減小數(shù)字端對模擬端的干擾和芯片間的串?dāng)_，提高通道間的隔離度。

1.2 波束合成與傳輸模塊設(shè)計(jì)

系統(tǒng)的信號處理、傳輸流程如圖3所示，F(xiàn)PGA中ISerdes模塊完成對通過LVDS接口輸入的AD采樣信號的串并轉(zhuǎn)換，轉(zhuǎn)換得到16 bit位寬的數(shù)字信號;DDC模塊對每個(gè)通道的中頻信號進(jìn)行數(shù)字下變頻和低通濾波處理得到正交基帶信號(I、Q兩路);DBF模塊對16路信號進(jìn)行數(shù)字波束合成，同時(shí)完成8個(gè)方向的數(shù)字波束合成;Rapid IO模塊將8路數(shù)字波束合成后的信號通過QSFP接口傳輸至實(shí)時(shí)處理機(jī)完成信號的進(jìn)一步處理或存儲(chǔ)。

圖4為數(shù)字下變頻模塊信號處理框圖。主要模塊包括：數(shù)字本振生成，IQ混頻，低通濾波。數(shù)字本振由的DDS IP核實(shí)現(xiàn)，輸出16 bit位寬的正交的單點(diǎn)頻信號，20路AD采樣后中頻輸入信號可共用一個(gè)數(shù)字本振。輸入信號與本振產(chǎn)生的兩路正交信號經(jīng)過數(shù)字乘法器相乘后即可得到信號的同相支路和正交支路，經(jīng)過數(shù)字濾波器進(jìn)行低通濾波后即可得到正交解調(diào)后基帶信號。

由于本系統(tǒng)中由于基帶信號帶寬為4 MHz，而采樣率為40 MHz，若將基帶信號全部進(jìn)行波束合成處理和上傳，對FPGA的數(shù)據(jù)處理能力和數(shù)據(jù)吞吐量都造成很大壓力，根據(jù)采樣定理，可對過采樣信號進(jìn)行抽取以降低數(shù)據(jù)量并且不損失信號中的信息。本系統(tǒng)對低通濾波后的數(shù)據(jù)進(jìn)行4：1抽取后送入波束合成模塊。20路I/Q信號分別與對應(yīng)方向的復(fù)系數(shù)相乘累加得到一個(gè)方向的數(shù)字波束。

由于系統(tǒng)需要同時(shí)完成8個(gè)波束指向的合成，如果直接計(jì)算總共需要在FPGA內(nèi)使用20*8=160個(gè)復(fù)乘器，相當(dāng)于160*4=640個(gè)乘法器資源，資源消耗超過XC7K325T中乘法器資源的80%。由于抽取后基帶I/Q信號的數(shù)據(jù)率只有10 MHz，而FPGA系統(tǒng)時(shí)鐘可遠(yuǎn)高于此，故可通過對乘法器進(jìn)行時(shí)分復(fù)用解決系統(tǒng)乘法器資源消耗過大這個(gè)問題。計(jì)算一次復(fù)數(shù)乘法需要兩個(gè)系統(tǒng)時(shí)鐘周期，考慮到乘法器的延時(shí)，當(dāng)FPGA系統(tǒng)時(shí)鐘為160 MHz時(shí)，4路基帶I/Q信號時(shí)分復(fù)用一個(gè)復(fù)乘法器，20路總共需要5個(gè)復(fù)乘器，合成8路波束信號共需40個(gè)復(fù)乘器，一個(gè)復(fù)乘器包含兩個(gè)乘法器，所以DBF單元最終實(shí)現(xiàn)共需乘法器80個(gè)，極大地緩解了FPGA內(nèi)乘法器資源的壓力。

本系統(tǒng)需要將8個(gè)波束指向的波束合成結(jié)果同時(shí)進(jìn)行上傳，每一指向數(shù)據(jù)位寬為16Bit，總數(shù)據(jù)率達(dá)到2.5 Gbps。若使用傳統(tǒng)的并行線纜傳輸，則需要百余根信號線，不利于系統(tǒng)的集成和裝配，而使用LVDS接口傳輸，單路數(shù)據(jù)率一般不超過1 Gpbs，需要多路傳輸才可滿足要求。故本系統(tǒng)中選擇了采用高速串行通信中常用的Rapid IO協(xié)議，協(xié)議單通道速率理論上最高可達(dá)6.25 Gbps。并采用了同時(shí)具有4路光纖接口的QSFP模塊，4個(gè)通道最高速率理論上可達(dá)4*6.25 Gb=25 Gb/s，由于Rapid IO協(xié)議采用8B/10B編碼，并考慮到編碼開銷以及一些包頭開銷，4個(gè)通道實(shí)際傳輸速率最高可達(dá)為20 Gb/s。本系統(tǒng)中使用了兩個(gè)QSFP接口，可根據(jù)實(shí)際應(yīng)用需要向與實(shí)時(shí)處理機(jī)上傳數(shù)據(jù)的同時(shí)同其他模塊(如高速存儲(chǔ)模塊)進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸，增強(qiáng)了模塊應(yīng)用的靈活性。

2 系統(tǒng)性能測試

數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)是實(shí)時(shí)信號處理系統(tǒng)的基礎(chǔ)，衡量數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的指標(biāo)包括其靜態(tài)性能和動(dòng)態(tài)性能。對于陣列信號處理而言，由于動(dòng)態(tài)性能主要描述了ADC采樣和重現(xiàn)模擬信號的能力，直接影響后續(xù)信號處理的精度，故而對動(dòng)態(tài)特性的指標(biāo)更為重視。多通道數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)除了一般動(dòng)態(tài)性能中關(guān)注的有效位數(shù)、無雜散動(dòng)態(tài)范圍等指標(biāo)，對各個(gè)通道的一致性也需進(jìn)行測試。

本系統(tǒng)測試中采用FFT法對采集系統(tǒng)的有效位數(shù)和幅相一致性進(jìn)行測試，信號源輸出51 MHz，幅度以經(jīng)過功分器后幅度達(dá)到-1 dBFS左右為準(zhǔn)，測試信號由安捷倫8648B信號源產(chǎn)生;功分器輸出信號通過帶通濾波器(通帶范圍47.5～52.5 MHz)以減少信號源噪聲對測試結(jié)果的影響。ADC采樣的數(shù)據(jù)在FPGA內(nèi)完成傳兵轉(zhuǎn)換后，可在ChipScope中觀察并導(dǎo)出。對導(dǎo)出的數(shù)據(jù)做FFT，在(0，N/2)區(qū)間內(nèi)尋找功率譜的峰值點(diǎn)，即為信號功率Psignal。由于前端使用了帶通濾波器，故在計(jì)算有效位數(shù)時(shí)噪聲功率是可認(rèn)為在濾波器阻帶范圍內(nèi)的噪底是ADC及其前端電路產(chǎn)生的噪聲，故計(jì)算噪聲時(shí)由一段阻帶范圍內(nèi)的噪聲得到噪聲功率的平均值，將噪聲功率的平均值乘以N/2得到噪聲功率 Pnoise，并根據(jù)

計(jì)算出AD的有效位數(shù)。

FFT計(jì)算時(shí)還需注意截?cái)嗾`差的影響，截?cái)鄷?huì)使譜分析精度受到影響。如果時(shí)域信號是周期性的，而截?cái)嘤职凑芷谌?shù)，信號截?cái)嗖粫?huì)產(chǎn)生問題，因?yàn)槊恐芷谛盘柖寄艽碚麄€(gè)周期信號變化情況。這就是所謂的相干采樣。采取相干采樣的辦法，需要正確地選擇測試信號頻率，使時(shí)域樣本正好包含整數(shù)個(gè)周期的信號，可以完全消除頻譜泄露的影響。下式是相干采樣要滿足的條件：

公式中Mc為記錄期間正弦周期的整倍數(shù)，M為在采樣的樣本數(shù)，M和Mc互為素?cái)?shù)。fin為輸入正弦測試信號的頻率，fs為采樣頻率。使用相干采樣是最理想的處理辦法，可以避免頻譜泄露。

有效位數(shù)測試結(jié)果如圖5所示。

對ADC的多通道一致性主要關(guān)注其幅度一致性和其延遲(相位)一致性，道ADC的幅度一致性是指在相同的正弦波輸入下，由于ADC前端電路的差異、不同片 ADC和同片ADC不同通道之間差異造成的ADC采集結(jié)果幅值的差異。測試中分別求取信號的功率譜密度，在各自的功率譜中找到最大值點(diǎn)。設(shè)從兩個(gè)通道中得到的最大值點(diǎn)分別為和，則幅度一致性為：△G=20logA2/A1。

而其延遲(相位)一致性是指ADC采集結(jié)果相位的差異，影響信號相位的因素有兩個(gè)，分別是通道延遲和附加相位，設(shè)通道延遲為，附加相位為θ。由于對正弦信號而言，無法區(qū)分相位變化是哪種因素引入的，在正弦信號作為測試信號時(shí)，考慮到不同ADC的工作差異也主要體現(xiàn)在真實(shí)采樣時(shí)刻和采樣時(shí)鐘的延遲差不同，因此利用正弦信號作為測試信號時(shí)，忽略附加相位θ，即認(rèn)為只有通道延遲τ。測試中利用時(shí)域延遲和頻域相位的對應(yīng)關(guān)系，即：x(t- τ)←→X(j2πf)exp(-2πfτ)從頻譜中讀取正頻譜部分最大值點(diǎn)的相位φ+，則延遲量為：

3 結(jié)論

本文介紹的系統(tǒng)具有良好的性能，實(shí)現(xiàn)了陣列信號處理算法的實(shí)時(shí)處理。測試結(jié)果表明，采集系統(tǒng)不僅具有高達(dá)11.5bit的有效位數(shù)，而且還具有低至200p的通道延時(shí)差，性能指標(biāo)完全符合設(shè)計(jì)要求，為信號的實(shí)時(shí)處理奠定了基礎(chǔ)，已在某雷達(dá)接收機(jī)當(dāng)中得到了成功應(yīng)用。