圖文詳解數(shù)字接收機(jī)的應(yīng)用設(shè)計(jì)

本文介紹了設(shè)計(jì)一個(gè)數(shù)字廣播接收機(jī)的基礎(chǔ)知識。有許多新的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器和無線技術(shù)的發(fā)展，復(fù)雜的接收機(jī)設(shè)計(jì)大大簡化。本文試圖解釋如何計(jì)算這種接收機(jī)的靈敏度和選擇性。它決不是一個(gè)詳盡的闡述，而是一個(gè)底漆等許多技術(shù)和計(jì)算參與設(shè)計(jì)。

許多無線電設(shè)計(jì)和架構(gòu)的進(jìn)步現(xiàn)在允許快速變化無線電領(lǐng)域的設(shè)計(jì)。這些變化允許減少規(guī)模、成本、復(fù)雜性和提高制造使用數(shù)字組件替換不可靠和精確地模擬組件。要實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)，許多先進(jìn)的半導(dǎo)體設(shè)計(jì)和制造要求，在過去的幾年里取得成果。其中一些進(jìn)展包括更好的集成攪拌機(jī)，LNA、改善看到過濾器、低成本高性能adc和可編程數(shù)字調(diào)諧器和過濾器。

收音機(jī)是什么?

傳統(tǒng)上，無線電已經(jīng)被認(rèn)為是“盒子”，連接到天線和背后的一切，然而，許多系統(tǒng)設(shè)計(jì)劃分為兩個(gè)獨(dú)立的子系統(tǒng)。廣播和數(shù)字處理器。分割，收音機(jī)的目的是下轉(zhuǎn)換和過濾所需的信號，然后數(shù)字化信息。同樣，數(shù)字處理器的目的是將數(shù)字化數(shù)據(jù)，提取出所需的信息。

需要理解很重要的一點(diǎn)是，數(shù)字接收機(jī)不一樣的數(shù)字無線電(調(diào)制)。事實(shí)上，數(shù)字接收機(jī)將做一個(gè)出色的工作在接收AM和FM等任何模擬信號。數(shù)字接收機(jī)可以接收任何類型的調(diào)制包括任何模擬或數(shù)字調(diào)制標(biāo)準(zhǔn)。此外，由于數(shù)字處理器的核心是一個(gè)數(shù)字信號處理器(DSP)，這使得整個(gè)無線電接收機(jī)本身的許多方面是通過軟件控制。因此，這些需求方可以重組與升級或新功能在客戶細(xì)分的基礎(chǔ)上，所有使用相同的硬件。然而，這本身是一個(gè)完整的討論，而不是本文的重點(diǎn)。

本文的重點(diǎn)是收音機(jī)以及如何預(yù)測/設(shè)計(jì)性能。將討論下列主題：

可用的噪聲功率

級聯(lián)噪聲圖

圖和adc噪聲

轉(zhuǎn)換增益和敏感性

ADC虛假信號和高頻振動

三階截點(diǎn)

ADC時(shí)鐘抖動

相位噪聲

IP3的射頻部分

單載波和基于

有兩種基本類型的收音機(jī)正在討論。第一個(gè)被稱為單載波和第二個(gè)基于接收機(jī)它們的名字所暗示的明顯，但是其功能可能不是完全清楚。單載波接收機(jī)是一種傳統(tǒng)的無線電接收機(jī)中選擇性的模擬濾波器如果階段。基于接收者進(jìn)程內(nèi)的所有信號頻帶與一個(gè)射頻/模擬地帶和派生選擇性數(shù)字濾波器中遵循模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換器。這樣一個(gè)接收器的好處是，在應(yīng)用程序與多個(gè)接收器調(diào)節(jié)到不同的頻率在同一個(gè)樂隊(duì)可以實(shí)現(xiàn)更小的系統(tǒng)設(shè)計(jì)和降低成本，由于消除了冗余電路。一個(gè)典型的應(yīng)用程序是一個(gè)細(xì)胞/無線本地環(huán)路系統(tǒng)基站。另一個(gè)應(yīng)用程序可以監(jiān)視接收器通常使用掃描器監(jiān)視多個(gè)頻率。這個(gè)應(yīng)用程序允許同時(shí)監(jiān)測的頻率而不需要順序掃描。

典型的單載波接收機(jī)

典型的基于接收機(jī)

實(shí)現(xiàn)一個(gè)數(shù)字廣播接收機(jī)的好處

之前的詳細(xì)討論設(shè)計(jì)一個(gè)數(shù)字廣播接收機(jī)進(jìn)行了討論，需要討論的一些技術(shù)的好處。包括過采樣、處理增益，采樣、頻率規(guī)劃/刺激位置。這些提供技術(shù)優(yōu)勢與傳統(tǒng)無線電接收機(jī)設(shè)計(jì)不可以實(shí)現(xiàn)的。

在采樣和處理增益

奈奎斯特準(zhǔn)則細(xì)密地決定了任何給定信號所需的采樣率。很多時(shí)候，奈奎斯特率是援引的采樣率最高頻率分量的兩倍。這意味著如果抽樣程序在70 MHz，采樣率140 m / s的一個(gè)需要。如果我們的信號只占5 MHz約70 MHz，然后抽樣140議員是浪費(fèi)。相反，奈奎斯特要求采樣信號的兩倍 帶寬的信號。因此，如果我們的信號帶寬5 MHz，然后抽樣10 MHz是足夠的。任何超出這叫做取樣。過采樣是一個(gè)非常重要的功能，因?yàn)樗试S一個(gè)有效的接收信噪比增益在數(shù)字域。

在對比抽樣抽樣下的行為。在抽樣的抽樣頻率遠(yuǎn)低于一半的實(shí)際信號頻率采樣(請參閱下面的部分)。因此，它是可能的過采樣，采樣同時(shí)自定義對帶寬和另一個(gè)頻率的興趣。

在任何數(shù)字化過程中，信號采樣的速度，噪聲越低地板因?yàn)樵胍舴稚⒌礁嗟念l率。總集成噪聲頻率保持不變，但現(xiàn)在分散到更多的好處如果ADC后跟一個(gè)數(shù)字濾波器。噪聲地板遵循方程：

這個(gè)方程表示轉(zhuǎn)換器的量化噪聲水平，顯示了噪音和FS樣本率之間的關(guān)系。因此每次采樣率翻倍，有效的噪聲層提高了3 dB !

數(shù)字濾波的作用是去除所有不必要的噪聲和偽信號，只留下如下所示數(shù)據(jù)所需的信號。

典型的數(shù)字濾波前ADC頻譜

典型的數(shù)字濾波后ADC頻譜

可以大大提高信噪比的ADC如上圖中所示。事實(shí)上，信噪比可以提高通過以下方程：

如圖所示，比率越大采樣率和信號帶寬、處理增益越高。事實(shí)上，漲幅高達(dá)30 dB是可以實(shí)現(xiàn)的。

采樣頻率轉(zhuǎn)換

如前所述，在抽樣的抽樣的頻率遠(yuǎn)低于實(shí)際的信號頻率的一半。例如，一個(gè)70 MHz的信號采樣在13個(gè)議員欠采樣的一個(gè)例子。

下采樣很重要，因?yàn)樗梢曰旌虾瘮?shù)非常相似。當(dāng)信號在采樣時(shí)，別名為基帶或第一奈奎斯特頻率區(qū)，好像他們在基帶。例如，我們的70 MHz以上信號采樣時(shí)13議員將出現(xiàn)在5 MHz。這在數(shù)學(xué)上可以描述：

這個(gè)方程提供了導(dǎo)致第一和第二奈奎斯特頻率區(qū)。自從ADC別名第一奈奎斯特的所有信息區(qū)，這個(gè)方程生成的結(jié)果必須檢查是否高于fSampleRate / 2。如果它們，那么必須并入第一奈奎斯特頻率區(qū)由fSampleRate減去結(jié)果。

下面的表顯示了如何別名為基帶信號及其頻譜取向。雖然抽樣的過程(混淆)是不同的混合(乘法)，結(jié)果非常相似，但周期性的采樣率。另一個(gè)現(xiàn)象是，光譜的逆轉(zhuǎn)。在攪拌機(jī)中，某些產(chǎn)品成為了在抽樣過程中如上下邊帶逆轉(zhuǎn)。下面的表格還顯示情況下導(dǎo)致光譜的逆轉(zhuǎn)。

頻率規(guī)劃和刺激就業(yè)

設(shè)計(jì)無線架構(gòu)時(shí)最大的挑戰(zhàn)之一是如果頻率位置。加劇這個(gè)問題是驅(qū)動放大器和adc往往產(chǎn)生不必要的諧波，出現(xiàn)在數(shù)字頻譜數(shù)據(jù)的轉(zhuǎn)換，出現(xiàn)錯(cuò)誤的信號。是否申請寬帶，仔細(xì)選擇的樣本率和頻率是否能將這些熱刺在位置，使用時(shí)將???現(xiàn)他們無害的數(shù)字調(diào)諧器/過濾器，和AD6620一樣，可以選擇感興趣的信號和拒絕所有其他人。所有這一切是好的，因?yàn)橥ㄟ^仔細(xì)選擇輸入頻率范圍和采樣率，驅(qū)動放大器和ADC諧波可以被放置帶外。過采樣諧波頻譜只簡化問題通過提供更多的落在。

例如，如果第二個(gè)和第三個(gè)諧波決心特別高，通過仔細(xì)選擇的模擬信號的采樣率，這些第二和第三次諧波可以放置帶外。的情況下編碼率等于40.96議員和一個(gè)信號帶寬5.12 MHz，將5.12和10.24兆赫之間如果地方第二次和第三次諧波帶如下表所示。雖然這是一個(gè)非常簡單的例子，它可以適合許多不同的應(yīng)用程序。

可以看到，第二個(gè)和第三個(gè)諧波離開樂隊(duì)感興趣的下降，導(dǎo)致沒有干擾的基本組件。應(yīng)該指出的是，秒，三分之二彼此重疊和周圍的三分之二別名FS / 2。這看起來如下所示的表格。

另一個(gè)例子可以發(fā)現(xiàn)在欠采樣頻率規(guī)劃。如果模擬輸入信號范圍從直流到f / 2的放大器和濾波器組合必須執(zhí)行的規(guī)范要求。然而，如果信號是放在第三尼奎斯特區(qū)(FS - 3 f / 2)、放大器不再需要滿足諧波系統(tǒng)要求的性能規(guī)格，因?yàn)樗兄C波會在通帶濾波器。例如，通帶濾波器將從FS 3 f / 2。二次諧波將跨度從2 fs 3 fs，通頻帶過濾器范圍外。然后負(fù)擔(dān)已通過了ADC的濾波器設(shè)計(jì)提供符合基本規(guī)范在感興趣的頻率。在許多應(yīng)用程序中，這是一個(gè)有價(jià)值的權(quán)衡，因?yàn)樵S多復(fù)雜的過濾器可以很容易地實(shí)現(xiàn)使用了和電感電容電阻測量技術(shù)都在這些如果頻率相對較高。雖然諧波驅(qū)動放大器的性能由這種技術(shù)，輕松互調(diào)性能不能犧牲。

使用這種技術(shù)使諧波超出奈奎斯特感興趣的區(qū)域讓他們很容易過濾如上所示。然而，如果ADC仍然生成自己的諧波，之前討論的技術(shù)可以用來仔細(xì)選擇采樣率和模擬頻率諧波落入未使用部分的帶寬和數(shù)字濾波。

接收機(jī)性能的期望

帶著這些想法，如何確定電臺的性能和權(quán)衡。許多技術(shù)從傳統(tǒng)的無線電設(shè)計(jì)可以作為所示。在下面討論，有一些區(qū)別多通道和單通道收音機(jī)。這些將會指出。記住，這個(gè)討論是不完整和許多地區(qū)un-touched離開了。額外的閱讀主題，參考本文結(jié)尾處的參考資料之一。此外，這個(gè)討論僅覆蓋數(shù)據(jù)送到DSP。許多接收器使用專有方案進(jìn)一步提高性能通過額外的噪音抑制和外差消除。

在下面的討論中，通用接收機(jī)設(shè)計(jì)如上所示?？紤]這個(gè)討論始于天線和以數(shù)字調(diào)諧器/過濾器。除了這一點(diǎn)是數(shù)字處理器超出了本文的范圍。

分析始于幾個(gè)假設(shè)。首先，它假設(shè)接收機(jī)噪聲是有限的。是，不存在熱刺inband，否則限制性能。它是合理的假設(shè)瞧，如果可以選擇，這是真的。此外，它將生成之后，馬刺把家ADC通常不是一個(gè)問題，因?yàn)樗麄兊膽?yīng)用程序通常可以消除抖動或通過明智地使用過采樣和信號位置。在某些情況下，這些可能是不現(xiàn)實(shí)的假設(shè)，但它們確實(shí)提供了一個(gè)起點(diǎn)的性能限制可以板凳標(biāo)記。

第二個(gè)假設(shè)是，接收機(jī)前端的帶寬是我們的奈奎斯特帶寬。雖然我們的實(shí)際分配的帶寬可能只是5 MHz，利用奈奎斯特帶寬將簡化計(jì)算。因此，采樣率65 m / s的一個(gè)會給奈奎斯特帶寬為32.5 MHz。

可用的噪聲功率

開始分析，必須考慮噪聲天線端口。因?yàn)橐粋€(gè)匹配合適的天線是明顯的電阻，下列方程可用于確定噪聲電壓匹配輸入終端。

可用功率從源，在這種情況下，天線就在這里：

這簡化了在前面的方程代替：

因此在現(xiàn)實(shí)中，可用的噪聲功率從源的阻抗在本例中是獨(dú)立的非零和有限的阻力值。

這很重要，因?yàn)檫@是我們的參考點(diǎn)接收機(jī)相比。通常表示在處理噪聲圖的一個(gè)階段，它的展品“x”dB以上kT的噪音。這是這個(gè)表達(dá)式的來源。

通過接收器互相進(jìn)步的階段，這個(gè)噪音噪音退化圖如下所述的階段。最后，當(dāng)頻道調(diào)諧和過濾，噪音是刪除，只留下那些謊言在感興趣的頻道。

級聯(lián)噪聲圖

噪聲圖是圖的優(yōu)點(diǎn)用于描述添加到多少噪音信號接收鏈的收音機(jī)。通常，它是數(shù)據(jù)庫中指定雖然噪聲指數(shù)的計(jì)算，數(shù)值比例(值得)。nonlog稱為噪聲系數(shù)，通常表示為F，定義如下所示。

一次噪聲圖被分配給每個(gè)階段的廣播，可以用它們來決定他們的級聯(lián)的表演?？偟脑肼曄禂?shù)參考輸入端口可以計(jì)算如下。

F的以上的噪聲因素的每個(gè)連續(xù)階段的收益是G的階段。噪聲系數(shù)或收益都以日志形式。當(dāng)這個(gè)方程，這反映了所有組件噪音到天線端口。因此，可用的噪音從一節(jié)使用噪聲圖可以直接退化。

例如，如果可用的噪音是-100 dBm，計(jì)算噪聲圖是10 dB，然后轉(zhuǎn)換增益是20 dB，總等效噪聲是-70 dBm的輸出。

有幾個(gè)點(diǎn)時(shí)要考慮應(yīng)用這些方程。首先，被動元件假設(shè)噪聲圖等于他們的損失。其次，被動元件串聯(lián)可以總結(jié)之前的方程。例如，如果兩個(gè)低通濾波器串聯(lián)，每個(gè)3 dB的插入損耗，他們可能單一元素的組合和假定為6 dB。最后，攪拌機(jī)往往沒有一個(gè)噪聲圖由制造商分配給他們。如果未指定，則插入損耗可能被使用，但是，如果噪聲圖提供的設(shè)備，應(yīng)該使用它。

噪音數(shù)據(jù)和adc

雖然圖可以分配給ADC噪聲，通常容易ADC以不同的方式工作。ADC是電壓設(shè)備，而噪聲圖是一個(gè)噪聲功率的問題。因此，它往往是容易工作模擬部分的ADC噪聲圖，然后在ADC轉(zhuǎn)換為電壓。然后工作ADC的噪聲輸入?yún)⒖茧妷?。然后，從模擬和ADC噪聲可以被總結(jié)在ADC輸入找到總有效的噪聲。

對于這個(gè)應(yīng)用程序，ADC如AD9042或AD6640 12位模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器被選中。這些產(chǎn)品采樣65 m / s的可以，速度適合整個(gè)樂隊(duì)安培數(shù)字化和GSM 5 x參考時(shí)鐘頻率的能力。這是安培綽綽有余，GSM和CDMA應(yīng)用程序。從數(shù)據(jù)表，給出了典型的信噪比是68分貝。因此，下一步就是圖中的噪聲降低接收機(jī)由于ADC噪聲。再一次，最簡單的方法是將信噪比和接收機(jī)噪聲轉(zhuǎn)化為rms。伏，然后和他們總均方根。噪音。如果ADC 2伏特峰間輸入范圍：

這個(gè)電壓代表ADC中的所有聲音、熱和量化。ADC的滿刻度范圍。707伏特rms。

ADC的等效輸入噪聲計(jì)算，下一個(gè)計(jì)算從接收機(jī)本身產(chǎn)生的噪聲。因?yàn)槲覀兗僭O(shè)接收機(jī)帶寬是奈奎斯特帶寬、采樣率65 m / s的一個(gè)生產(chǎn)32.5 MHz的帶寬。從可用的噪聲功率方程，模擬前端的噪聲功率是134.55或-98.7 dBm e15瓦特。這是噪音出席了天線，必須獲得由轉(zhuǎn)換增益和噪聲圖退化。如果轉(zhuǎn)換增益是25 dB和圖5分貝的噪音，然后給出的噪聲ADC輸入網(wǎng)絡(luò)：

到50歐姆(134.9 e-12瓦)。自從ADC輸入阻抗約為1000歐姆，我們必須匹配標(biāo)準(zhǔn)50歐姆阻抗或墊ADC阻抗。一個(gè)合理的妥協(xié)是墊到200歐姆范圍并聯(lián)電阻，然后使用1:4變壓器匹配。變壓器也un-balanced輸入轉(zhuǎn)換為所需的平衡信號ADC以及提供一些電壓增益。因?yàn)橛幸粋€(gè)1:4阻抗增加，還有一個(gè)2的電壓增益的過程。

從這個(gè)方程，我們50歐姆電壓平方6.745 e-9或?yàn)?00歐姆，26.98 e-9。

現(xiàn)在我們知道噪音從ADC和射頻前端，可以計(jì)算系統(tǒng)的總噪聲的平方和的平方根?？傠妷菏?25.9紫外線?，F(xiàn)在的總噪聲中ADC由于接收機(jī)噪聲和ADC噪聲，包括量化噪聲。

轉(zhuǎn)換增益和敏感性

這噪聲電壓有助于整個(gè)ADC的性能?假設(shè)只出現(xiàn)在一個(gè)射頻信號接收機(jī)帶寬。然后，信噪比是：

因?yàn)檫@是一個(gè)過采樣應(yīng)用和實(shí)際信號帶寬遠(yuǎn)小于采樣率、噪聲數(shù)字濾波將大大降低一次。由于前端帶寬是一樣的??們的ADC帶寬，ADC噪聲和射頻/如果噪音以同樣的速度將會提高。因?yàn)樵S多狹窄的通道帶寬通信標(biāo)準(zhǔn)支持，我們假設(shè)一個(gè)30千赫通道。因此，我們從過程中獲得33.4 dB的增益。因此，我們最初的信噪比為66.7 dB現(xiàn)在100.1 dB。記住，信噪比增加因?yàn)檫^量噪音過濾，這是過程獲得的來源。

圖8 等功率載波

如果這是一個(gè)基于廣播、ADC動態(tài)范圍必須與其他射頻運(yùn)營商共享。例如，如果有八個(gè)運(yùn)營商的平等權(quán)力，每個(gè)信號應(yīng)該不大于1/8th總范圍如果峰間信號。然而，由于通常的信號與另一個(gè)階段在一個(gè)接收器(因?yàn)檫b控器不是鎖相)，信號將會幾乎從不對齊。因此，遠(yuǎn)低于所需的18分貝是必需的。因?yàn)樵诂F(xiàn)實(shí)中，只有不超過2信號將在任何時(shí)間，因?yàn)樗麄兪钦{(diào)制信號，只會留給3 dB頂部空間的目的。如果信號對齊，導(dǎo)致剪輯的轉(zhuǎn)換器，它將出現(xiàn)之前，只有一小部分第二超速條件清除。在一個(gè)載波廣播，不需要頭的房間。

根據(jù)調(diào)制方案，所需最低C / N是足夠的解調(diào)。如果計(jì)劃數(shù)字，誤比特率(BER)必須考慮如下所示。假設(shè)最小C / N的10 dB是必需的，我們的輸入信號電平不能太小，剩下的信噪比小于10 dB。因此我們的信號電平可能下跌90.1 dB從目前水平。自從ADC的全面范圍+ 4 dBm(200歐姆)，然后在ADC輸入信號電平-86.1 dBm。如果有25 dB的增益在射頻/如果路徑，然后在天線接收機(jī)靈敏度將-86.1 - 25 dB或-111.1 dBm。如果需要更多的敏感性，然后更多的獲得可以運(yùn)行在射頻/如果階段。然而，噪聲圖不是獨(dú)立的獲得和增益的增加也可能對噪聲性能有不利影響從額外的階段。

圖14比特誤碼率與信噪比

ADC虛假信號和高頻振動

噪聲限制的例子并不充分展示真正的限制在一個(gè)接收器。等局限性SFDR比信噪比的限制和噪音。假定模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器的SFDR規(guī)范-80 dBFS或-76 dBm(全面= + 4 dBm)。還假設(shè)容許載波干擾，C / I(不同C / N)比18分貝。這意味著最小信號電平是-62 dBFS(-80 + 18)或-58 dBm。天線，這是-83 dBm。因此，我們可以看到，SFDR(單一或多頻)之前將限制接收機(jī)性能的實(shí)際噪聲限制。

然而，一個(gè)被稱為抖動技術(shù)可以大大提高SFDR。所示模擬裝置應(yīng)用注意AN410帶噪聲的增加可以提高SFDR噪音到地板上。雖然高頻振動轉(zhuǎn)換器特定的數(shù)量，這項(xiàng)技術(shù)適用于所有adc只要是靜態(tài)的黑暗與性能的限制，而不是交流轉(zhuǎn)換速率等問題。AD9042記錄的應(yīng)用程序中，噪聲的量添加只有-32.5 dBm或21碼rms。如下所示，故事情節(jié)前后抖動提供洞察潛在的改進(jìn)。簡而言之，猶豫不決是通過ADC中的相干雜散信號生成并隨機(jī)排列。以來馬刺必須的能量守恒，猶豫只是使他們看起來像是額外的噪音轉(zhuǎn)換器的地板上。因此，權(quán)衡了通過使用帶抖動，可以刪除所有內(nèi)部生成的偽信號，然而，有一個(gè)輕微的沖擊在整個(gè)轉(zhuǎn)換器的信噪比實(shí)際上相當(dāng)于小于1分貝靈敏度損失相比，噪聲比SFDR有限的例子和有限的顯示。

ADC/高頻振脈動

ADC/高頻振脈動

兩個(gè)重要的點(diǎn)對高頻振動之前關(guān)閉的主題。首先，在基于接收機(jī)，沒有渠道可以將相關(guān)的。如果這是真的，那么通常多個(gè)信號接收器通道將作為自我發(fā)抖。雖然這是真實(shí)的一些時(shí)間，有時(shí)額外優(yōu)柔寡斷將需要添加當(dāng)信號強(qiáng)度弱。

第二，模擬前端的噪聲貢獻(xiàn)本身是不足以發(fā)抖ADC。從上面的例子中，32.5 dBm的優(yōu)柔寡斷是添加到SFDR產(chǎn)生最佳的改善。相比之下，模擬前端只提供-68 dBm的噪聲功率，遠(yuǎn)離所需要提供最佳的性能。

三階截點(diǎn)

除了轉(zhuǎn)換器SFDR，射頻部分導(dǎo)致了虛假的接收機(jī)的性能。這些熱刺是受技術(shù)，如高頻振動影響，必須加以解決，防止干擾接收機(jī)的性能。三階截距是一個(gè)重要的衡量接收鏈內(nèi)的信號水平增加接收機(jī)的設(shè)計(jì)。

為了了解所需的性能水平的寬帶射頻組件，我們將回顧GSM規(guī)范，也許最接收機(jī)應(yīng)用的要求。

GSM接收器必須能夠恢復(fù)的信號功率在-13 dBm - -104 dBm之間。同時(shí)假定，ADC的全面是0 dBm，損失通過接收機(jī)過濾器和攪拌機(jī)是12 dB。同時(shí)，因?yàn)橥瑫r(shí)處理多個(gè)信號，一個(gè)AGC不應(yīng)使用。這將降低射頻靈敏度和導(dǎo)致較弱的信號。使用這些信息，射頻/如果計(jì)算獲得25 dB(0 = 13-6-6 + x)。

第三個(gè)訂單輸入攔截方面的考慮

25分貝增益要求分布如圖所示。盡管一個(gè)完整的系統(tǒng)會附加組件，這將為這個(gè)討論。從這個(gè)，全面的GSM信號-13 dBm，ADC輸入0 dBm。然而，隨著最小-104 dBm的GSM信號，信號在ADC是-91 dBm。從這一點(diǎn)上，上面的討論中可以用于確定適用性的ADC噪聲性能和雜散性能。

現(xiàn)在這些信號和系統(tǒng)收益要求，放大器和混頻器規(guī)范現(xiàn)在可以檢查時(shí)由-13 dBm的全面的信號。解決第三訂單產(chǎn)品全面的信號：

假定總體的性能必須大于100分貝，求解這個(gè)方程的前端放大器顯示一個(gè)三階輸入放大器IIP 》 + 37 dBm。攪拌機(jī)，所獲得的信號電平10 dB，和新的信號電平是3 dBm。然而，由于混頻器輸出指定，這個(gè)水平是減少了至少6 dB 9 dBm。因此，攪拌機(jī)，OIP 》 + 41 dBm。從攪拌機(jī)指定輸出。在最后獲得階段，信號會衰減到9 dBm(一樣混頻器的輸出)。中頻放大器，IIP 》 + 41 dBm。如果滿足了這些規(guī)格，性能應(yīng)該等于

ADC時(shí)鐘抖動

一個(gè)動態(tài)規(guī)范，良好的無線性能是至關(guān)重要的ADC時(shí)鐘抖動。雖然低抖動對優(yōu)秀的基帶性能很重要，其作用是放大當(dāng)抽樣更高頻率的信號(高轉(zhuǎn)換速率)等在欠采樣應(yīng)用中被發(fā)現(xiàn)的。一個(gè)貧窮的抖動規(guī)范的總體效果是減少信噪比作為輸入頻率增加。光圈孔徑抖動和不確定性經(jīng)常交換文本。在這個(gè)應(yīng)用程序中，它們有相同的意思?？讖降牟淮_定性是在編碼過程中樣本變異?？讖降牟淮_定性有三個(gè)殘余影響，首先是系統(tǒng)噪聲的增加，第二個(gè)是一個(gè)不確定性的實(shí)際采樣信號本身的階段和第三傳輸干擾?？讖叫∮?的不確定性pS時(shí)需要如果抽樣以達(dá)到所需的噪聲性能。的相位精度和傳輸干擾孔徑的不確定性的影響很小。如果出現(xiàn)最壞情況的pS rms。如果250 MHz，相位不確定性或均方根誤差為0.09度。這是完全可以接受的甚至是GSM等要求規(guī)范。因此這種分析的重點(diǎn)將對整體噪聲貢獻(xiàn)由于孔徑的不確定性。

最大的轉(zhuǎn)換速度是零交叉。此時(shí)，轉(zhuǎn)換速度是由正弦函數(shù)的一階導(dǎo)數(shù)定義評估在t = 0：

評估在t = 0時(shí)，余弦函數(shù)的求值結(jié)果為1和方程簡化為：

每秒轉(zhuǎn)換速度的單位是伏特和產(chǎn)量的速度信號是通過輸入信號的零交叉回轉(zhuǎn)。在采樣系統(tǒng)，參考時(shí)鐘用于樣本輸入信號。如果???樣時(shí)鐘的孔徑不確定，那么電壓產(chǎn)生一個(gè)錯(cuò)誤。這個(gè)誤差電壓可以由輸入轉(zhuǎn)換速率乘以“抖動”。

通過分析單位，可以看出這個(gè)收益率單位伏特。通常，孔徑不確定性是用秒表示rms。因此，錯(cuò)誤的電壓伏rms。附加方程分析表明，隨著模擬輸入頻率增加，rms。誤差電壓也增加成正比孔徑的不確定性。

如果轉(zhuǎn)換器采樣時(shí)鐘純度是極端重要的。與混合過程中，輸入信號乘以一個(gè)本地振蕩器或在這種情況下，一個(gè)采樣時(shí)鐘。乘法以來時(shí)間是在頻域卷積，樣品的光譜時(shí)間與輸入信號的頻譜卷積。由于孔徑的不確定??是寬帶噪聲的時(shí)鐘，它是寬帶噪聲在頻譜采樣。由于ADC采樣系統(tǒng)，光譜是周期性的采樣率和重復(fù)。因此這個(gè)寬帶噪聲降低了噪聲地板ADC的性能。ADC的理論信噪比的限制孔徑的不確定性是由以下方程。

如果這個(gè)方程是201 MHz的模擬輸入??評估。7 pS rms。“抖動”，理論信噪比僅限于61分貝。應(yīng)該注意的是，這是一樣的要求會被要求有另一個(gè)混合器階段被使用。因此，系統(tǒng)要求非常高的動態(tài)范圍和高模擬輸入頻率還需要一個(gè)非常低的“抖動”編碼源。當(dāng)使用標(biāo)準(zhǔn)TTL / CMOS時(shí)鐘振蕩器模塊，0.7 pS rms。已經(jīng)驗(yàn)證了ADC和振蕩器?？梢詫?shí)現(xiàn)更好的數(shù)值與低噪聲模塊。

在考慮系統(tǒng)整體性能時(shí)，更可能使用廣義方程。這個(gè)方程建立在前面的方程，但包括熱噪聲的影響和微分非線性。

盡管這是一個(gè)簡單的方程，它提供深入的噪聲性能，可以預(yù)期從數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器。

相位噪聲

盡管合成器相位噪聲類似于編碼時(shí)鐘抖動，對接收機(jī)的影響略有不同，但是最終，效果非常相似。抖動和相位噪聲之間的主要區(qū)別是，抖動是一個(gè)寬帶的問題和統(tǒng)一的密度在采樣時(shí)鐘相位噪聲是一種非均勻分布在一個(gè)本地振蕩器通常變得更好的遠(yuǎn)離你的語氣。與抖動，相位噪聲越低越好。

由于本地振蕩器是與輸入信號混合，噪音羅將影響所需的信號。頻域卷積混合的過程(時(shí)域過程的混合乘法)。作為一個(gè)混合的結(jié)果，從相鄰LO引起的相位噪聲能量(主動)通道集成到所需??通道增加噪聲地板上。這就是所謂的相互混合。確定噪聲的數(shù)量在一個(gè)未使用的通道另一種渠道是被一個(gè)滿負(fù)荷運(yùn)作的信號，提供以下分析。

再次，由于GSM是一個(gè)困難的規(guī)范，這將作為一個(gè)例子。在這種情況下，下列方程是有效的。

噪音噪音的欲望信道引起的相位噪聲，x(f)是值得格式表達(dá)的相位噪聲和p(f)的譜密度函數(shù)實(shí)現(xiàn)GMSK函數(shù)。對于這個(gè)示例，假設(shè)GSM信號功率是-13 dBm。同時(shí)，假設(shè)瞧一個(gè)常數(shù)相位噪聲在頻率(多數(shù)情況下，載波的相位噪聲降低抵消)。在這些假設(shè)當(dāng)這個(gè)方程是集成在信道帶寬，掉出來一個(gè)簡單的方程。自從x(f)被認(rèn)為是常數(shù)(PN -相位噪聲)和全面的綜合力量GSM信道是-13 dBm，方程可以簡化為：

因?yàn)槲覀兊哪繕?biāo)是要求相位噪聲低于熱噪聲。假設(shè)噪聲在混合器是一樣的天線，-121 dBm(噪聲天線在200 kHz - Pa = kTB)都可以使用。因此，相位噪聲的LO必須低于-108 dBm的抵消200千赫。