三相集成GaN技術如何更大限度地提高電機驅動器的性能

在應對消費類電器、樓宇暖通空調(diào)(HVAC)系統(tǒng)和工業(yè)驅動裝置的能耗挑戰(zhàn)中，業(yè)界積極響應，通過實施諸如季節(jié)性能效比(SEER)、最低能效標準(MEPS)、Energy Star 和Top Runner等項目推進建立系統(tǒng)能效評級體系。

變頻驅動器(VFD) 可為加熱和冷卻系統(tǒng)提供出色的系統(tǒng)效率，特別是在這些系統(tǒng)具有范圍非常寬的精確速度控制的情況下。VFD使用逆變器控制電機轉速，并進行高頻脈寬調(diào)制(PWM)開關，可獲得真正的可變速度控制。

雖然這些逆變器目前是使用絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)和金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET)作為電源開關來實現(xiàn)的，但由于總體損耗較高，開關頻率和電力輸送受到限制。不過，隨著寬帶隙技術的進步，在電機驅動器中使用基于氮化鎵(GaN) 的電源開關有助于提高功率密度、電力輸送能力和效率。

1   GaN如何提高逆變器效率

GaN FET導致的導通損耗與GaN的導通狀態(tài)電阻成正比，這一點與MOSFET類似。但對于IGBT，導通損耗取決于拐點電壓和動態(tài)導通狀態(tài)電阻，這通常高于GaN FET或MOSFET。

在開關損耗方面，與MOSFET和IGBT相比，GaNFET的損耗要低得多，原因是：

●   GaN 提供零反向恢復。通過零反向恢復，可以非常高的電流壓擺率(di/dt)和電壓壓擺率(dv/dt)切換GaN FET。在MOSFET 中，體二極管會出現(xiàn)較高的零反向恢復，從而限制開關di/dt 和dv/dt，并導致額外的損耗和相位節(jié)點電壓振鈴。對于IGBT，即使添加經(jīng)過優(yōu)化的反向并聯(lián)二極管，仍然會帶來與反向恢復相關的難題。

●   關閉時，IGBT 會受到少數(shù)載流子復合電流( 通常稱為尾電流) 的影響，該電流會增加關斷損耗。GaN沒有任何尾電流。

●   與IGBT 和MOSFET 相比，GaN 的電容更低，因此電容開關損耗更低。

●   受控和更快的di/dt 和受控dv/dt 有助于優(yōu)化開關期間的電壓- 電流重疊損耗。

圖1展示了在開關頻率為20kHz、基于GaN的逆變器的相位節(jié)點電壓壓擺率限制為5 V/ns、環(huán)境溫度為55℃ 的情況下，基于GaN、IGBT 和MOSFET 的解決方案的逆變器效率理論比較?？梢钥吹?，GaN 解決方案可幫助將功率損耗至少降低一半。

圖1 GaN、MOSFET和IGBT解決方案的效率比較

圖2較了德州儀器(TI)DRV7308 三相GaN智能電源模塊(IPM) 和峰值電流額定值為5 A 的IGBTPM的效率。相應的值在以下條件下測得：電源電壓為300 Vpc、開關頻率為20 kHz、環(huán)境溫度為25 ℃、風扇電機電纜長度為2 m、提供0.85 A 的均方根繞組電流和250 W 的逆變器輸出功率。GaN IPM 的壓擺率配置為5 V/ns。

圖2 250W應用中DRV7308和IGBTIPM 的效率比較

2   使用GaN電源開關提高電機性能

專為高速電機或電感較低的電機而設計的永磁同步電機通常需要高PWM頻率，以減少電流紋波并實現(xiàn)出色的電機性能。終端設備示例包括吹風機、鼓風機和泵。電機繞組中較高的電流紋波會導致不必要的扭矩紋波，增加銅和磁芯損耗，并導致開關期間檢測到的平均電機電流不準確。

基于MOSFET或IGBT的IPM的額定使用頻率通常為20kHz；但是，由于開關損耗較高，它們通常用于較低的開關頻率(6 kHz 至16 kHz)。由于GaN即使在較低的dv/dt下也能提供低得多的開關損耗，因此能夠以高得多的頻率進行開關以提高電機效率和性能。

圖3展示了DRV7308的功能方框圖，此器件集成了針對所有GaN FET 且具有相位節(jié)點電壓壓擺率控制功能的前置驅動器。DRV7308 有助于在Quad Flat Nolead(QFN)12 mm×12 mm 封裝內(nèi)的三相調(diào)制、場定向控制驅動的250 W 電機驅動應用中實現(xiàn)超過99% 的逆變器效率，無需散熱器。

3   在電機驅動器中使用GaN時的設計注意事項

設計人員通常必須考慮dv/dt 對電機絕緣、軸承壽命、電磁干擾(EMI) 和可靠性的影響。

DRV7308 包含一個集成前置驅動器壓擺率控制電路，此電路控制相位節(jié)點上的dv/dt。可以將壓擺率設置控制在5 V/ns 以下，并在電機繞組絕緣和開關損耗優(yōu)化之間權衡配置壓擺率。DRV7308 的較低壓擺率設置涵蓋了現(xiàn)有IGBT 提供的范圍，而較高的壓擺率有助于將開關損耗保持在低得多的值。

圖3 DRV7308功能方框圖

圖4和圖5展示了DRV7308在1A負載、300V、10V/ns壓擺率設置和2m電機電纜條件下的相位節(jié)點開關電壓。具有較低寄生效應的GaN FET零反向恢復和前置驅動器壓擺率控制有助于實現(xiàn)干凈的電壓開關波形。

圖4 使用2m電纜和風扇電機時的相節(jié)點電壓上升壓擺率

圖5 使用2m電纜和風扇電機時的相節(jié)點電壓下降壓擺率

4   對系統(tǒng)效率的影響

空調(diào)和制冷系統(tǒng)通常需要變化很大的速度控制，以實現(xiàn)更高的壓縮機和加熱系統(tǒng)效率。死區(qū)時間大于1 μs且傳播延遲大于500 ns 的傳統(tǒng)IPM 會限制最大和最小工作PWM占空比，并縮小運行速度范圍。較長的死區(qū)時間還會降低電機的可用電壓，并且要增加電機電流才能實現(xiàn)相同的電力輸送。

DRV7308提供自適應死區(qū)時間，最大死區(qū)時間小于200ns，傳播延遲低于200ns，可幫助設計人員擴大工作PWM占空比范圍，從而擴大速度范圍，同時還提高電機的可用電壓。例如，能夠在空調(diào)系統(tǒng)中實現(xiàn)從超低到高速的轉換，有助于設計人員在啟動時設置最高速度，從而使系統(tǒng)更快地制冷和制熱。然后，在達到設定的溫度后，設計人員可根據(jù)空調(diào)負載的變化，使用更精細的低速和容量控制。這種更精細、更出色的負載點控制有助于提高系統(tǒng)效率。

超低死區(qū)時間和傳播延遲以及低傳播延遲失配特性可實現(xiàn)精確的平均電流檢測，從而提高控制精度，尤其是對于場定向控制驅動。圖6展示了傳播延遲對平均電流檢測精度的影響。在PWM期間，在PWM導通時間段的中間對電流進行采樣將獲得每個PWM周期中的平均電機電流。圖6 還展示了傳播延遲如何使電流檢測偏離中值。電流檢測誤差( ▲I ) 取決于傳播延遲、施加的電壓、PWM開關頻率和電機電感。對于低電感電機，誤差將很高。電流檢測誤差還會影響無傳感器控制驅動器中的電機位置檢測( 估算器) 精度。電機位置估算誤差會導致電機效率降低。

DRV7308 具備超低傳播延遲和傳播延遲失配，有助于實現(xiàn)精確的平均電流檢測并提高電機效率。

圖6 傳播延遲對電流檢測精度的影響

5   對可聞噪聲的影響

在電機驅動系統(tǒng)中，導致可聞噪聲的主要來源之一是電流失真引起的扭矩紋波。對于電機，電流失真取決于多個因素，包括PWM頻率、死區(qū)時間和電流檢測精度。與基于IGBT 或MOSFET 的解決方案相比，DRV7308可顯著降低開關損耗，并實現(xiàn)更高的PWM 頻率。在較高的開關頻率下，較低的繞組電流紋波可實現(xiàn)較低的扭矩紋波，超出了可聞頻率范圍。

在基于IGBT 和MOSFET 的系統(tǒng)中，死區(qū)時間為1 μs 到2 μs 或更長，導致相當高的電機電流失真。死區(qū)時間失真以每60 度電角出現(xiàn)一次，并導致電流波形上的第六次諧波，這通常位于可聞頻率范圍內(nèi)。DRV7308的自適應死區(qū)時間邏輯可實現(xiàn)短于200 ns 的死區(qū)時間，從而實現(xiàn)超低的電流失真，進而降低可聞噪聲。

圖7比較了在死區(qū)時間為0.2 μs的情況下測試DRV7308時的電機繞組電流總諧波失真(THD)，以及在死區(qū)時間為2.5 μs 的情況下測試IGBT IPM 時的電機繞組電流總諧波失真。與IGBT IPM 相比，DRV7308 失真非常低。由于低占空比或低逆變器調(diào)制指數(shù)，死區(qū)時間的影響更大，因此在輸送功率較低時，IGBT IPM 的這種失真將呈指數(shù)級升高。

圖7 電機電流THD在不同死區(qū)時間下的比較

6   傳導發(fā)射和輻射發(fā)射的注意事項

傳導和輻射發(fā)射取決于開關頻率、dv/dt、di/dt、開關電壓振蕩和反射以及開關電流環(huán)路面積。

DRV7308 整合了多種設計技術和印刷電路板(PCB)布局選項，以解決EMI 和電磁兼容性問題：

●   PWM開關頻率。開關頻率越高，對EMI頻譜的影響越大。較高的開關頻率有助于降低電流紋波和電容器要求，從而滿足傳導發(fā)射要求。DRV7308 提供寬范圍開關頻率，從極低值到高達60 kHz。設計人員可以根據(jù)系統(tǒng)性能和EMI 要求選擇合適的頻率。

●   dv/dt。DRV7308 前置驅動器能夠控制相位節(jié)點開關壓擺率，以滿足EMI要求。

●   di/dt。由于GaN 具有零反向恢復和低寄生效應，可以提供更好的開關性能，而不會在開關期間在相位節(jié)點上產(chǎn)生電壓過沖和振蕩。圖4 和圖5 顯示了DRV7308的干凈開關，這意味著EMI更低。

●   較小的開關電流環(huán)路面積。本地去耦電容器將在開關期間提供脈沖電流。DRV7308 的設計使得到直流電壓去耦電容器(Cvm) 的開關電流環(huán)路面積非常小，如圖8中所示。

圖8 DRV7308的典型布局參考(展示了較小的電流環(huán)路面積)

7   對解決方案尺寸的影響

除了封裝尺寸小和無需散熱器外，DRV7308 還提供高度集成功能，包括一個用于電機電流檢測的運算放大器、三個用于電流限制的比較器、一個溫度傳感器和一套保護功能。與基于IGBT 或MOSFET 的解決方案相比，這些集成使逆變器電路板尺寸減小多達55%。

尺寸的減小還支持在靠近電機的位置集成逆變器，這在風扇、風機和泵等用例中非常有用，并且無需從逆變器板到電機的布線。鑒于無需使用電纜，還能避免電纜電容造成的開關損耗，并減輕長電纜引起的傳導和輻射EMI。

8   具有保護功能的可靠系統(tǒng)設計

GaN需要更快、更可靠的過流保護來消除飽和。集成保護可消除寄生效應的影響，并提供大約幾百納秒的更快響應。逆變器和電機需要過流保護來消除過載狀況下的熱失控。

230VAc線路供電的電機驅動器可根據(jù)交流線路的電壓容差或使用有源功率因數(shù)校正電路提供高達450Voc整流直流總線電壓。逆變器需要設計為采用450V 工作電壓。如果電機產(chǎn)生的反電動勢超過電源電壓或存在電感反沖，則一些電機驅動器需要在短時間內(nèi)處理更高的電壓。逆變器可能還需要處理更高的關斷狀態(tài)阻斷電壓，以防止在輸入線路電壓浪涌或電快速瞬變事件等過壓情況下造成損壞。

DRV7308采用集成漏源電壓保護設計，可在過流事件期間保護GaN FET。該器件還集成了過流比較器，可實現(xiàn)逐周期電流限制，專為具有650 V 關斷狀態(tài)阻斷電壓額定值的450 V 工作電壓設計。其他保護功能可監(jiān)控欠壓、過流和引腳對引腳短路等故障情況。

9   結束語

DRV7308等基于GaN的IPM不斷進步，將持續(xù)助力提高電器和HVAC 系統(tǒng)電機驅動器的功率密度、電力輸送能力和效率，同時節(jié)省系統(tǒng)成本并提高可靠性。

（本文來源于《EEPW》202409）