怎樣利用實(shí)用的方法構(gòu)建C類功率放大器

寬帶C類功率放大器(PA)在某些通信頻帶中是有用的。雖然現(xiàn)已被集成進(jìn)Agilent-EEsof的先進(jìn)設(shè)計(jì)系統(tǒng)(ADS)仿真軟件中，Touchstone曾一度是用于開發(fā)和優(yōu)化這種功率放大器阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的強(qiáng)有力工具。隨后的是一種展示如何為選定RF晶體管提取優(yōu)化輸入和輸出大信號阻抗、用單端口網(wǎng)絡(luò)建模其行為然后在整個(gè)要求頻帶內(nèi)開發(fā)工作于50歐姆系統(tǒng)阻抗網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)方法。為確認(rèn)該方法的有效性，設(shè)計(jì)了一個(gè)從225到 400 MHz間功率增益是10dB的10W功率放大器。

設(shè)計(jì)寬帶微波PA是一項(xiàng)充滿挑戰(zhàn)性工作。RF功率器件參數(shù)隨信號電平及頻率的改變而變化，這使得獲得優(yōu)化的阻抗匹配很困難?？墒褂枚喾N技術(shù)以表征功率器件行為。表征得越完整完善，所用的模型通常就越復(fù)雜。

大信號充電控制晶體管模型和改進(jìn)的Ebers-Moll模型是早期使用的為RF功率晶體管建模的模型。在一個(gè)近似的PA設(shè)計(jì)中，還應(yīng)用了大信號S參數(shù)。但因測量這些大信號S參數(shù)很困難，該技術(shù)用處有限。采用數(shù)值分析的計(jì)算機(jī)模擬也被用于預(yù)測C類功率放大器的行為。雖然該方法能得出精確結(jié)果，但采用該方法設(shè)計(jì)C類功率放大器是個(gè)冗長而晦澀的過程。幸運(yùn)地是，在1970年代中期發(fā)展起來的諧波均衡設(shè)計(jì)方法極大簡化了非線性電路和大信號功率放大器的設(shè)計(jì)。該技術(shù)的一個(gè)基本限制是其復(fù)雜性及解決電路問題所需的需用專業(yè)數(shù)學(xué)方法完成的大量數(shù)?運(yùn)算。

源于RF功率晶體管的非線性特征，一個(gè)完整的雙端口器件模型并非設(shè)計(jì)輸入和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的上佳選擇。在本文中，采用的是單端口阻抗模型以表征優(yōu)化負(fù)載及該功率器件的源終止。在RF器件數(shù)據(jù)手冊中，一般在RF功率晶體管工作頻段內(nèi)的幾個(gè)頻點(diǎn)上給出優(yōu)化負(fù)載和大信號源阻抗8。RF器件的有效輸入和輸出阻抗可被表述為這些優(yōu)化終止的共軛變化。

可借助負(fù)載牽引(load-pull)調(diào)諧器通過測量該器件在整個(gè)相關(guān)頻帶內(nèi)的優(yōu)化負(fù)載和源阻抗對RF功率晶體管特性進(jìn)行表征。如圖1所示，它要求一個(gè)單端口表述以預(yù)測這些阻抗從低頻帶端(F_L)到高頻帶端(f_H)間的復(fù)雜共軛變化。在此例中，Z_out = Z*_OL ，Z_in = Z*s；其中，Z_OL是優(yōu)化負(fù)載阻抗，Zs是源負(fù)載阻抗。圖2表示了該建模后的阻抗網(wǎng)絡(luò)的兩種可能拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。全部損耗集中于一個(gè)電阻，該電阻終止了一個(gè)電感-電容(LC)兩端口網(wǎng)絡(luò)。

可利用一個(gè)解析綜合程式來實(shí)現(xiàn)能與在高低頻兩端測試到的阻抗數(shù)據(jù)相匹適的單端口網(wǎng)絡(luò)。但可通過如下方法代替此冗乏枯澀的工作——可利用類似Touchstone(現(xiàn)ADS)等模擬軟件以優(yōu)化建模網(wǎng)絡(luò)的電路元素以預(yù)測相關(guān)全頻帶范圍內(nèi)的性能。

若晶體管在一個(gè)寬的頻率范圍內(nèi)以共軛方式匹配，則隨著頻率的增加，可獲得的最大增益將以6dB/倍頻的負(fù)斜率滾降。用于補(bǔ)償晶體管的功率增益隨頻率變異的技術(shù)之一是有選擇地反射功率增益相對較高的頻帶低端的一些功率。但該技術(shù)導(dǎo)致的受控失匹畢竟會削弱低頻帶輸入的電壓駐波比(VSWR)。RF晶體管的近似功率增益由下式給出：

其中：f_max=最大振蕩頻率；γ=一個(gè)與增益變化相關(guān)的常數(shù)，由下式表示：

其中：x =以dB/倍頻表示的斜率。由輸入反射引起的匹配網(wǎng)絡(luò)發(fā)射損耗由下式給出：

其中：Γ_in=輸入端的反射系數(shù)。