可編程增益跨阻放大器使光譜系統(tǒng)的動態(tài)范圍達到最大

　　計算TIA噪聲

　　跨阻放大器有三個主要噪聲源：運算放大器的輸入電壓噪聲、輸入電流噪聲和反饋電阻的約翰遜噪聲。所有這些噪聲源通常都表示為噪聲密度。要將單位轉(zhuǎn)換為V rms，須求出噪聲功率(電壓噪聲密度的平方)，然后對頻率積分。一種精確但簡單得多的方法是將噪聲密度乘以等效噪聲帶寬(ENBW)的平方根。可以將放大器的閉環(huán)帶寬建模為主要由反饋電阻Rf和補償電容Cf決定的一階響應(yīng)。使用穩(wěn)定性示例中的規(guī)格，求得閉環(huán)帶寬為：

　　要將3 dB帶寬轉(zhuǎn)換為單極點系統(tǒng)中的ENBW，須乘以π/2：

　　知道ENBW后，就可以求出反饋電阻造成的均方根噪聲和運算放大器的電流噪聲。電阻的約翰遜噪聲直接出現(xiàn)在輸出端，運算放大器的電流噪聲經(jīng)過反饋電阻后表現(xiàn)為輸出電壓。

　　其中，k是波爾茲曼常數(shù)，T是溫度(單位K)。

　　最后一個來源是運算放大器的電壓噪聲。輸出噪聲等于輸入噪聲乘以噪聲增益?？紤]跨阻放大器噪聲增益的最佳方式是從圖7所示的反相放大器入手。

　　此電路的噪聲增益為：

　　使用圖4a所示的光電二極管放大器模型，噪聲增益為：

　　其中，Zf是反饋電阻和電容的并聯(lián)組合，Zin 是運算放大器輸入電容與光電二極管的分流電容和分流電阻的并聯(lián)組合。

　　此傳遞函數(shù)包含多個極點和零點，手工計算將非常繁瑣。然而，使用上例中的值，我們可以進行粗略的近似估算。在接近DC的頻率，電阻占主導地位，增益接近0 dB，因為二極管的分流電阻比反饋電阻大兩個數(shù)量級。隨著頻率提高，電容的阻抗降低，開始成為增益的主導因素。由于從運算放大器反相引腳到地的總電容遠大于反饋電容Cf，因此增益開始隨著頻率提高而提高。幸運的是，增益不會無限提高下去，因為反饋電容和電阻形成的極點會阻止增益提高，最終運算放大器的帶寬會起作用，使增益開始滾降。

　　圖8顯示了放大器的噪聲增益與頻率的關(guān)系，以及傳遞函數(shù)中各極點和零點的位置。

　　正如電阻噪聲密度，圖8的輸出噪聲密度轉(zhuǎn)換為電壓噪聲Vrms的最精確方法是求噪聲密度的平方，對整個頻譜積分，然后計算平方根。然而，檢查響應(yīng)發(fā)現(xiàn)，一種簡單得多的方法僅產(chǎn)生很小的誤差。對于大多數(shù)系統(tǒng)，第一零點和極點出現(xiàn)的頻率相對低于第二極點。例如，使用表1和表2所示的規(guī)格，電路具有下列極點和零點：

　　峰值噪聲為：

　　注意，與fp2相比，fz1 和 fp1出現(xiàn)在相對較低的頻率。簡單地假設(shè)輸出噪聲等于DC至fp2的高原噪聲(公式11得出的N2)，這將大大簡化輸出噪聲所需的數(shù)學計算。

　　在這一假設(shè)下，輸出噪聲等于輸入噪聲密度乘以高原增益，再乘以ENBW，即fp2 × π/2:

　　知道所有三個噪聲源的等效輸出噪聲后，就可以將其合并以求得系統(tǒng)總輸出噪聲。這三個噪聲源彼此無關(guān)且為高斯噪聲，因此可以求和方根(RSS)，而不是將其相加。使用RSS合并多項時，如果一項比其他項大三個數(shù)量級左右，結(jié)果將以該項為主。

　　圖8的響應(yīng)清楚地表明，運算放大器的噪聲帶寬遠大于信號帶寬。額外帶寬沒有其他作用，只會產(chǎn)生噪聲，因此可以在輸出端添加一個低通濾波器，衰減信號帶寬以外的頻率上的噪聲。添加一個34 kHz帶寬的單極點RC濾波器可將電壓噪聲從μVrms 降至 45 μVrms，總噪聲從256 μVrms 降至僅52 μVrms。

　　可編程增益級貢獻的噪聲

　　如果在跨阻放大器之后添加一個PGA，輸出端的噪聲將是PGA噪聲加上TIA噪聲乘以額外增益的和。例如，假設(shè)應(yīng)用需要1和10的增益，使用總輸入噪聲密度為10 nV/√Hz的PGA，那么PGA造成的輸出噪聲將是10 nV/√Hz或100 nV/√Hz。