磁隔離柵驅(qū)動(dòng)的電流雙極調(diào)制和數(shù)字濾波解調(diào)技術(shù)研究

0   引言

基于片上變壓器的隔離式柵極驅(qū)動(dòng)器已有廣泛研究。然而，由于變壓器線圈的驅(qū)動(dòng)問(wèn)題，難以同時(shí)實(shí)現(xiàn)磁隔離柵驅(qū)動(dòng)的低功耗和高共模噪聲抑制能力（CMR），也限制了傳輸延遲的進(jìn)一步優(yōu)化。圖1 為磁隔離柵極驅(qū)動(dòng)器的結(jié)構(gòu)框圖，其中PWM 信號(hào)經(jīng)過(guò)調(diào)制后由初級(jí)驅(qū)動(dòng)模塊（Drv）驅(qū)動(dòng)變壓器初級(jí)線圈，并在次級(jí)線圈上感應(yīng)出待解調(diào)信號(hào)V2。一種差分結(jié)構(gòu)的片上變壓器模型見(jiàn)圖2，由于在集成中工藝和尺寸的限制，其通帶頻率的低頻點(diǎn)一般需達(dá)到100 MHz，因此在工作頻帶內(nèi)變壓器的增益難以超過(guò)-3 dB，其電感也在100 nH 左右^[1]。初級(jí)調(diào)制信號(hào)V1 需有足夠驅(qū)動(dòng)能力以在有限的增益下使待解調(diào)信號(hào)V2 的幅值能夠被檢測(cè)，這種情況下的峰值驅(qū)動(dòng)電流將超過(guò)60 mA 以上^[2]，同時(shí)有限的dI/dt 也限制了電路延遲的減小。另一方面，不同的信號(hào)調(diào)制方式也將以通頻帶不同的方式影響變壓器模型的設(shè)計(jì)，而當(dāng)應(yīng)用幅度調(diào)制時(shí)，電路功耗的增加換取了高的共模噪聲抑制能力。

圖1 簡(jiǎn)化的磁隔離柵驅(qū)動(dòng)結(jié)構(gòu)框圖

圖2 片上差分變壓器的ANSYS-HFSS模型

針對(duì)共模噪聲抑制能力的進(jìn)一步提升，已有多種方案：信號(hào)和噪聲的不同傳輸路徑，可提供磁隔離柵驅(qū)動(dòng)（隔離器）的噪聲分離和抑制思路。文獻(xiàn)^[3] 通過(guò)分析隔離器接收器側(cè)線圈上電壓偏移的噪聲和信號(hào)頻譜特征，利用高通濾波器和電壓閾值來(lái)改善CMR；此外，還可通過(guò)時(shí)域的方法對(duì)噪聲進(jìn)行抑制。文獻(xiàn)[4] 引入2個(gè)次級(jí)線圈，分別將兩線圈的同名端和異名端作為高側(cè)柵極控制信號(hào)輸入和浮動(dòng)地，這樣通過(guò)次級(jí)線圈的交叉配置可將有用的差模信號(hào)加倍，抵消無(wú)用的共模噪聲信號(hào)，以此來(lái)抑制隔離器的噪聲；文獻(xiàn)^[5] 另辟蹊徑，以數(shù)字的方式改善隔離器的信噪比。其將隔離器的噪聲考慮為柵極控制信號(hào)的信號(hào)抖動(dòng)，該抖動(dòng)信號(hào)通過(guò)隨機(jī)改變信號(hào)轉(zhuǎn)換的時(shí)間瞬間而將相當(dāng)大的寬帶噪聲引入隔離器的輸出。基于此種分析，文獻(xiàn)在傳統(tǒng)隔離器中新增了一路具有低頻率抖動(dòng)的時(shí)鐘信號(hào)隔離通道，該時(shí)鐘信號(hào)與控制信號(hào)共同作為觸發(fā)器的輸入，利用時(shí)鐘信號(hào)屏蔽控制信號(hào)的抖動(dòng)，從而達(dá)到抑制噪聲，提高信噪比的目的。針對(duì)以上問(wèn)題，本文以電流模式作為隔離器在信號(hào)傳輸過(guò)程中的主要工作模式，而在隔離器次級(jí)采用與上述傳統(tǒng)共模噪聲分離和抑制方案不同的數(shù)字濾波解調(diào)技術(shù)。本文完成了基于ANSYS Electromagnetics Suite 平臺(tái)的混合仿真（見(jiàn)圖3），并與Cadence 平臺(tái)的結(jié)果進(jìn)行了比較，以保證仿真的準(zhǔn)確性。最后，實(shí)現(xiàn)了磁隔離柵驅(qū)動(dòng)的低功耗，高CMR 和低傳輸延遲。

1   電路分析

如圖4 所示，Q1~Q4 構(gòu)成雙極性調(diào)制電路，其形成的B 類驅(qū)動(dòng)級(jí)用作電流源，并將變壓器從重負(fù)載變?yōu)檩p負(fù)載。在這種情況下，磁場(chǎng)的變化直接受到dI/dt 的影響，相比電壓模式，反向的dI/dt 使差分變壓器完全消磁，并通過(guò)雙極性電流調(diào)制產(chǎn)生更少的諧波。圖中的鉗位二極管進(jìn)一步限制線圈驅(qū)動(dòng)信號(hào)中的電壓信號(hào)。次級(jí)線圈的信號(hào)檢測(cè)仍然由電流主導(dǎo)（見(jiàn)圖5），避免了初級(jí)線圈的驅(qū)動(dòng)問(wèn)題，并降低了峰值驅(qū)動(dòng)電流。檢測(cè)電路的高通濾波網(wǎng)絡(luò)HPF 產(chǎn)生有效電流信號(hào)i_secse，并通過(guò)電流鏡生成i₂（或i₁）。為限制V_{DEC_in2}（或V_{DEC_in1}）超過(guò)電源軌，在圖中設(shè)置了吸收電阻R1 和R2。

圖3 基于ANSYS Electromagnetics Suite的混合仿真

圖4 電流雙極調(diào)制電路

圖5 電流檢測(cè)電路

圖6 為帶電平位移輸出的電流差分放大器，其由R_cb產(chǎn)生2 個(gè)500 mV 的電平移位信號(hào)D_{ec_pu} 和D_{ec_nu}。此兩路信號(hào)配合D_{ec_p} 和D_{ec_n} 將得到一對(duì)高電平互補(bǔ)的數(shù)字邏輯信號(hào)，它們?cè)赑WM 高電平調(diào)制時(shí)互為反相，而在PWM 低電平調(diào)制時(shí)均為低電平。圖7 為檢測(cè)比較器的預(yù)放大電路，其輸入部分與圖6的電流差分放大器的輸出仍可看為電流鏡像的形式。該預(yù)放大電路具有額外的啟動(dòng)電路和正反饋環(huán)路，其輸出具有鎖存能力，能快速識(shí)別出5 ns 內(nèi)兩輸入波形的大小。圖8 為本文提出的數(shù)字濾波解調(diào)技術(shù)的簡(jiǎn)化核心電路，該電路能正常解調(diào)出PWM 控制信號(hào)，并分離出噪聲信號(hào)。OUT_R 和OUT_F 信號(hào)為由比較器輸出的一對(duì)高電平互補(bǔ)數(shù)字邏輯信號(hào)，圖6 所示電流差分放大器輸出的四路信號(hào)共同產(chǎn)生Err 信號(hào)，當(dāng)其為高時(shí)表示可能存在錯(cuò)誤。噪聲分離的基本思路是利用鎖存器、Err、OUT_R 和OUT_F 信號(hào)分別準(zhǔn)確有效地識(shí)別PWM 控制信號(hào)的高電平和低電平，并分別輸出包含該信息的數(shù)字信號(hào)low_active 和high_active，再通過(guò)鎖存器合成最終解調(diào)信號(hào)OUT。表1 為圖8 中兩類鎖存器Latch1 和Latch2 的真值表。

圖6 電流差分放大器電路

圖7 預(yù)放大電路

圖8 簡(jiǎn)化的電流濾波解調(diào)電路

表1 Latch1和Latch2的真值表

注: D = Input data H =Hold X = Don’t care.

2   仿真結(jié)果與討論

圖9 展示了由圖6 電流差分放大器輸出的四路信號(hào)通過(guò)比較得到一對(duì)高電平數(shù)字邏輯信號(hào)的過(guò)程。Design & Application 元器件圖10 為圖8 所示數(shù)字濾波解調(diào)電路濾除共模噪聲并輸出正常PWM 控制信號(hào)的過(guò)程，圖中分別給出了單個(gè)IGBT 橋高側(cè)和低側(cè)驅(qū)動(dòng)解調(diào)過(guò)程的信號(hào)波形。VCM為模擬的50 kV/μs 共模噪聲信號(hào)，該信號(hào)加在低側(cè)磁隔離柵驅(qū)動(dòng)次級(jí)輸出級(jí)的浮動(dòng)地和初級(jí)信號(hào)輸入級(jí)的理想地之間。在未出現(xiàn)共模噪聲時(shí)，高低側(cè)的low_active和high_active 均正常并正常輸出OUT 控制信號(hào)；當(dāng)共模噪聲信號(hào)在高側(cè)的PWM 信號(hào)高電平和低側(cè)的PWM低電平出現(xiàn)時(shí)，高低側(cè)的Err 信號(hào)做出反應(yīng)并分別破壞low_active_H 和high_active_L 信號(hào)的正常電平狀態(tài)，而不影響low_active_L 和high_active_H 信號(hào)；同樣，當(dāng)共模噪聲信號(hào)在高側(cè)的PWM 信號(hào)高電平和低側(cè)的PWM 低電平出現(xiàn)時(shí)，高低側(cè)的Err 信號(hào)仍做出反應(yīng)，并不影響low_active_H 和high_active_L 信號(hào)。如此，再經(jīng)過(guò)圖8 的鎖存器Latch1 的處理，輸出正常控制信號(hào)OUT，屏蔽了共模噪聲信號(hào)VCM 對(duì)正常控制信號(hào)的輸出的影響。圖11 展示了分別以Cadence 和ANSYS 平臺(tái)為主進(jìn)行混合仿真所得結(jié)果的對(duì)比， 圖中比較了單個(gè)IGBT 橋高側(cè)和低側(cè)驅(qū)動(dòng)的變壓器電流和解調(diào)后的信號(hào)，所得變壓器峰值驅(qū)動(dòng)電流小于19 mA（Cadence） 和18.5 mA（ANSYS），傳輸延遲為6.8 ns（Cadence）和7.1 ns（ANSYS）。

圖9 電平位移信號(hào)和其比較結(jié)果

圖10 通過(guò)數(shù)字濾波解調(diào)得到正常輸出信號(hào)

3   結(jié)束語(yǔ)

本文提出了一種適用于磁隔離柵驅(qū)動(dòng)的電流雙極調(diào)制和數(shù)字濾波解調(diào)技術(shù)，進(jìn)一步降低了磁隔離柵驅(qū)動(dòng)的動(dòng)態(tài)功耗，并確保了其50 kV/μs 的共模噪聲抑制能力。磁隔離柵驅(qū)動(dòng)采用OOK 調(diào)制模式，其變壓器的峰值驅(qū)動(dòng)電流降低至19 mA，為文獻(xiàn)^[6] 和文獻(xiàn)^[2] 的32％；傳輸延遲降低為7.1 ns，達(dá)到與脈沖極性編碼相同的水平，表2 總結(jié)了相關(guān)性能指標(biāo)的對(duì)比。

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（本文來(lái)源于《電子產(chǎn)品世界》雜志2021年8月期）